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V =0，t1 =L/C（1）A到B即順流時超聲波傳播時間為：

t2 =L/(C +V cosθ）（2）B到A即逆流時超聲波傳播時間為：

t3 =L/(C -V cosθ） （3）實驗測得流體順流和逆流時數(shù)據(jù)，根據(jù)式（2，3）可以得到不同情況下聲道截面上的平均線速度V 。公式中L 、C 和θ均為已知，只要求得準(zhǔn)確的t2和t3 就能得到準(zhǔn)確的數(shù)據(jù)。所以確保流量計精度的關(guān)鍵就在于對渡越時間的準(zhǔn)確采樣和處理。2 激勵電路和信號接收電路2.1 超聲波激勵電路的設(shè)計傳統(tǒng)的超聲波激勵方式一般采用一定占空比的方波給激勵換能器［7-8］，本研究采用了一種調(diào)幅激勵脈沖的方法。利用CMOS模擬開關(guān)CD4052，對外接的幾個電壓信號源信號進(jìn)行選通。為避免通道切換瞬間電流過大，輸入端接限流電阻R1~ R3 。通過調(diào)節(jié)外接電壓可以調(diào)節(jié)激勵強(qiáng)度，電路如圖2所示。圖2 換能器激勵電路換能器選型為LHQ200-3，其工作中心頻率為200kHz±4%，激勵脈沖波形中心頻率應(yīng)與換能器工作頻率一致，通過對引腳AB的控制，可以實現(xiàn)電壓通道切換，生成需要的波形。激勵波形在示波器中觀察的結(jié)果如圖3所示。個周期為5V小電壓，然后2個周期的24V大電壓，最后為2個周期24V電壓壓制，相鄰兩個激勵波形時間間隔約為2ms，防止發(fā)射波形間隔過短產(chǎn)生相鄰信號相互激振。CD4052為CMOS模擬開關(guān)，芯片供電電壓VCC設(shè)為24V，而DSP控制芯片發(fā)出的控制信號太小則無法滿足控制要求，放大到高電平0.7VCC以上才能有效控制CD4052。圖3 激勵脈沖波形圖2.2 超聲波接收電路的設(shè)計超聲波接收電路的作用是將接收換能器收到的小信號進(jìn)行充分放大濾波后變成足夠大的信號。經(jīng)過管道內(nèi)的傳播，接收換能器接收到的波形變得非常微弱，只有幾毫伏到幾十毫伏，所以接收信號必須進(jìn)行放大濾波處理。超聲波頻率較高，所以要求放大芯片要有足夠的頻帶寬度，電路設(shè)計為兩級NE5534放大。它是一款單路低噪音高速雙電源供電放大器如圖4所示。圖4中電路的放大倍數(shù)由輸入輸出電阻決定，放大倍數(shù)為400倍左右，可以使電壓放大到合適的范圍。圖4 接收放大電路采樣前，本研究設(shè)計了一個π型低通濾波器做抗混疊濾波處理，通過觀察示波器可以看到對波形毛刺等干擾具有一定的壓制作用。3 實驗數(shù)據(jù)分析不同風(fēng)量下?lián)Q能器接收信號的處理后波形如圖5所示。無風(fēng)速時的接收波形如圖5（a）所示，風(fēng)量為207m3/h時順流接收波形如圖5（b）所示，CH2觸發(fā)信號作為基準(zhǔn)。每個接收波形均存在一個前后波峰大小增值點，該點位置基本穩(wěn)定在波形的第12個波峰，如圖5所示，隨著風(fēng)量的增大，該波峰的位置（與觸發(fā)波形下降沿的時間差t）會發(fā)生變動，變動量較小且與流體的速度密切相關(guān)。通過與發(fā)射波形對比得出，這是激勵電壓中第2個24V電壓激勵結(jié)果，通過該波峰后個過零點的位置檢測結(jié)果可以得到不同風(fēng)速下順流和逆流的渡越時間差，在后續(xù)A/D轉(zhuǎn)換中該點是計時結(jié)束時刻。處理過程中對過零點曲線擬合后可以得到更精確的過零點信息，通過中值濾波處理可以有效減小不穩(wěn)定流速引起的偏差。根據(jù)公式（2，3）計算得到的V為傳播聲道線上的平均速度，需要修正才能得到管道截面的平均速度VM =V/K，流量修正系數(shù)K=(2n+1)/2n，流體的雷諾系數(shù)為104時，n取6.5，處理結(jié)果如表1所示，基準(zhǔn)流量來自0.5級渦輪流量計。（a）無風(fēng)速時的接收波形

（b）風(fēng)量為207m3/h時順流接收波形測量誤差包括示值誤差和引用誤差等，儀表的測量精度由引用誤差表示，示值誤差為測量值與真值之差值，引用誤差為測量值誤差與儀表的滿量程值之比。滿量程測量值取風(fēng)量時VM ，誤差分析表如表2所示。